Рефераты

Дипломная работа: Источник бесперебойного питания мощностью 600 Вт

Алгоритм роботи ДБЖ приведений в графічній частині проекту.

1.4. Опис схеми електричної принципової.

Схема електрична принципова представлена в графічній частині дипломного проекту  на аркуші РТ01.430127.001Э3.

Відповідно до структурної схеми, джерело безперебійного живлення складається з кількох функціональних вузлів. Розглянемо кожен з них окремо.

1.   Зарядний пристрій

Зарядний пристрій побудований по однотактній зворотньоходовій схемі перетворення енергії.

Управляючою мікросхемою є IMS UC3842 фірми Fairchild. Функціональна схема IMS UC3842 приведена на рис. 1.4.1. Принцип роботи  заклечається в наступному: на діодний VD1 подається змінна напруга мережі 220В. Після VD1 на згладжуючому  конденсаторі маємо постійну напругу 306В. Початковий запуск роботи IMS VC2 відбувається через резистор R41. Далі при нормальному режимі роботи DA1 живиться від додаткової обмотки W3 трансформатора Т2. Напруга знята з W3 випрямляється діодом VD8 та згладжується  ємнісним фільтром побудованому на конденсаторах С24, С25. Величина напруги живлення IMS складає 12В.

Після подачі живлення на 8 виводі DA2 встановлюється опорна напруга 5В. На вхід тактового генератора, через інтегруючу ланку R14C11 подається сигнал 5В.

Рис. 1.4.1. Функціональна схема UC3842.

На 6 виводі DA2 встановлюється високий потенціал (12В), який через резисторний дільник R27R29 поступає на затвор польового транзистора VT1. Транзистор VT1 включається коли потенціал між затвором і витоком складає більше 4В.  При включенні VT1 через обмотку W2, транзистор VT1, резистор R30 починає протікати струм. Резистор   R30 являється вимірювальним резистором. З його виводів знімаємо сигнал про величину струму, що протікає через транзистор і первинну обмотку трансформатора Т2. Цей сигнал поступає через R28 на вхід з DA2. Даний вхід являється прямим входом  внутрішнього компаратора по струму. На вхід 1 DA2 подається сигнал зворотного зв’язку по напрузі. Цей сигнал подається на інвертуючий вхід від компаратора по струму. При досягненні порогового рівня на вході компаратора виробляється сигнал на виключення вхідного транзистора.

Струм через первинну обмотку Т2 наростає лінійно, але при включенні і виключенні транзистора виникають викиди струму. Ці викиди можуть призводити до  самовільного включення і виключення ІМС. Для запобігання цьому явищу ставиться  RC фільтр. Рис. 1.4.1.

                              

Рис. 1.4.1. Схема компаратора струму з RC-фільтром.

Після включення транзистора починається етап передачі енергії накопленої в трансформаторі в навантаження. Напруга знята з обмотки  W1, Т2 випрямляється діодом VD11 та фільтрується ємнісним фільтром С35, С36.

Схема стабілізації вихідної напруги побудована на управляючому стабілітроні VD12-TL431.

Резистори R56, R57, R58 утворюють резисторний дільник, величиною опорів якого, в загальному, виставляється значення вихідної напруги зарядного присторою. Резистор  R54 є струмообмежуючим резистором для стабілітрона   VD12 та оптрона U1.2.

2.   Перетворювач постійної напруги в постійну

Даний вузол призначений для перетворення постійної напруги 12В у постійну напругу 300В. Вихідна напруга даного перетворювача є нестабілізованою, при Uвх=13,8В, Uвих=300В при Uвх=10,5В, Uвих=225В.

Тому для нормальної роботи ДБЖ потрібна падальна стабілізація Uвих.

Даний перетворювач побудований на мікросхемі S63525А, функціональна схема якої приведена на Рис. 1.4.3.

Рис. 1.4.3. Функціональна схема SG3525.

З виходів мікросхеми (виводи 14 та 11) прямокутні імпульси поступають на трансформатор Т1. На вторинних обмотках трансформатора імпульси будуть двохполярні з скважністю 0,9.

Резисторно – конденсаторні ланки С23R31 та  С27R32 призначені для того, щоб збити амплітуду викидів при переключеннях.

Сам перетворювач побудований по схемі з плаваючою середньою точкою. Пари силових транзисторів VT4, VT5 та VT6, VT7 включаються по черзі з щілинністю майже 0,5. Такий режим вибраний з метою зменшення викидів при переключенні, та отриманню симетрії в кожен період переключення. З вторинної обмотки прямі імпульси випрямляються діод ними мостом VD17, VD18, VD19, VD20 та згладжується фільтром С1L1, С2С4, С3С5. З вторинної обмотки Т3 також беруться додаткові  напруги живлення 9В та 18В, гальванічно розв’язані між собою. Стабілізація цих напруг проводиться стабілітроном VD21 VD22 VD23 VD24.

Мікросхема VD1 включена по типовій схемі включення. Ланкою С7,R1 визначається вихідна частота. Живлення вихідних каскадів ІМС проводиться через R15. С12, С13 призначені для фільтрації напруги живлення ІМС. Дистанційне  керування роботою перетворювача проводиться через 10 вивід DA1 від мікроконтроллера.

3.   Стабілізатор  напруги 300В

Даний стабілітрон побудований по схемі однотактового  підвищуючого  перетворювача. Схема побудована на ІМС UC3842. Принцип роботи заклечається в наступному: при подачі живлення на DA4 на її вихід (вивід 6) подається імпульс амплітудою 9В, який через дільник R18R33 поступає на затвор VT2 і відкриває його коли транзистор відкритий через L2 VT2 R34 протікає струм. Індуктивність L2 накопляє енергію. При досягненні певного рівня сигналу, що знімається з вимірювального резистору   R34, на виході DA1 з’являється логічний нуль. Наступний імпульс з’явиться при новому циклі тактового генератора. Зворотній зв’язок по напрузі здійснюється через резисторну ланку  R11, R8, R9.

Оскільки для утворення спільної точки з напругою мережі утворено ємнісний дільник С2С4, С3С5 то вузол на DA4 стабілізує додатню півхвилю вихідної напруги, а вузол на DA5 – від’ємну.

Елементи схеми підібрані таким чином, що вхідній напрузі 300В на виході теж 300В, тобто стабілізація не потрібна. По мірі зменшення напруги на акумуляторі, на виході перетворювача постійної напруги в постійну також напруга буде зменшуватись, а вузол стабілізації  її буде стабілізувати до  300В. Оскільки заземлені виводи  DA5 підключені до мінусової напруги, яку потрібно стабілізувати, а стабілізацію потрібно здійснювати відносно нульової шини, то тут використовується ще додатковий вузол на DA3.

4.   Вихідний інвертор

Вихідний інвертор побудований по півмостовій схемі. Навантаження підключається до середньої точки конденсаторного дільника C2 C4, C3 C5 та виходу інвертора (колектор VT13).

Ключовими елементами каскаду є силові транзистори VT12, VT13.      керування роботою здійснюється за допомогою мікроконтроллера.

Даний вузол забезпечує дуже хороше наближення напруги до синусоїдальної. Це дозволило виконати два силових ключа VT12, VT13 на біполярних транзисторах з ізольованим затвором (IGBT), котрі працюють в лінійному режимі. Їх почерговим відкриттям керують прямокутні імпульси, що поступають в протифазі  від контролеру DD1. Ці імпульси проходять ланки, що формують з них сигнал, який подібний по формі до півперіода синусоїди і подаються на затвори VT12, VT13.

Індуктивність L4 забезпечує згладжування фронтів вихідних імпульсів з інвертора.

5.   Схема байпасу

          Схема байпасу призначена для швидкого перемикання навантаження на роботу від мережі або на роботу від акумуляторної батареї. Перемикання здійснюється за допомогою реле K1, яке керується мікро контролером. Конденсатори C52, C53 служать запобіганню виникнення іскри і підгорянню контактів реле при переключеннях.

          Для забезпечення кращої форми вихідної напруги та запобіганню попадання електромагнітних завад від ДБЖ в навантаження служить фільтр C56, L6, C59.

6.   Вузол керування

          Вузол керування роботою ДБЖ виконаний на мікроконтролері DD1-ATTiny 261. Функціональна схема контролера приведена на рис. 1.4.4.

Рис. 1.4.4. Функціональна схема ATTiny26.

                   Для синхронізації роботи ДБЖ з мережею використовується вимірювальний трансформатор T4, вихідний сигнал з якого випрямляється та подається на входи АЦП мікроконтролера. Для вимірювання струму який споживається навантаженням використовується трансформатор струму T5. Його вихідний сигнал випрямляється і подається на вхід АЦП мікроконтролера. Загальний алгоритм роботи МК вписується в алгоритм роботи всього ДБЖ.

                   Після включення вмикача SA1 („Вкл.”) на вхід DA6 поступає постійна напруга з акумулятора. DA6 формує на виході +5В, необхідних для живлення мікроконтролера.

                   Мікроконтролер, після подачі на нього живлення, починає проводити вимірювання напруги акумуляторної батареї, а також вмикає реле K2, тим самим під’єднавши ДБЖ до мережі. Далі МК вимірює напругу мережі. Якщо напруга мережі не в межах норми, то МК дає команду на перемикання на роботу від акумулятора. Коли ж ні напруга акумулятора, ні напруга мережі не відповідає нормам, то МК здійснює повне відключення навантаження від мережі.

                   При нормальному функціонуванні від мережі МК постійно слідкує за мережею і підганяє фазу вихідного сигналу від інвертора до фази сигналу з мережі. Це потрібно для того, щоб у разі зникнення напруги мережі переключення на роботу від АБ пройшло з найменшими втратами.

                   Відповідно при відновленні напруги в мережі, МК спочатку робить підгонку фази вихідного сигналу з інвертора до сигналу з мережі, а тільки потім відбувається переключення на роботу від мережі.

                   Для запобігання попадання завад з ДБЖ у мережу поставлений мережевий фільтр C54, C55, C56, L5, C58.

                   Зв’язок мікроконтролера з ПК здійснюється через стандартний інтерфейс RS-232 (Com port). Інтерфейс виконаний з оптоізоляцією, що збільшує електробезпеку при роботі з ДБЖ.

                   Для індикації режимів роботи ДБЖ використовується індикатори HL1 – „Мережа”, HL2 - „~220В”, HL3 - „АБ ≤10.5В”.

1.5. Розробка и розрахунок окремих вузлів

схеми электричної принципової.


1.5.1. Електричний розрахунок схеми зарядного пристрою.


          За базову схему для зарядного пристрою візьмемо схему однотактного зворотно ходового перетворювача напруги.

Рис. 1.5.1 Принципова схема зарядного пристрою.

Це доцільно тим, що потрібно відносно невелику потужність Рвих.=100Вт для того, щоб заряджати акумулятори. Також ця схема приваблива простотою та дешевизною, порівняно з такими схемами як півмостова чи прямоходова. Скористаємося методикою розрахунку представленою в [5].

     Вихідні дані для розрахунків.                                                      Таблиця 1.5.1.                                                                        

Параметри

Позначення

Значення

Мінімальна змінна вх. напруга

85В

Максимальна змінна вх. напруга

270В

Частота мережі

50Гц

Максимальна вих. потужність

100 Вт

Мінімальна вих. потужність

1Вт

Вихідна напруга

13,8В

Пульсації вихідної напруги

0,05В

Напруга відбиття первинної обмотки

100В

Прогнозований ККД

0,84

Пульсації вх. постійної напруги

10В

Напруга живлення ІМС

12В

Кількість оптопар

1

Розрахуємо характеристики вхідного діодного моста та конденсатора.

       Максимальна вхідна потужність:

 ;

       Знайдемо максимальне значення струму через діод ний міст VD1:

;

       Розрахуємо максимальне значення напруги на діодному мосту:

;

       Знайдемо параметри вхідного конденсатора C6:

;

,

       де: VDCminPK мінімальне амплітудне значення вхідної напруги, VDCmin мінімальне значення вхідної напруги з урахуванням пульсацій.

       Знайдемо час розряду конденсатора C6 за половину періоду:

;

       Розрахуємо потужність, що береться з конденсатора за час розряду:

;

       Знайдемо мінімальне значення ємності C6:

;

Розрахунок трансформатора T2

       Знайдемо максимальний струм через первинну обмотку трансформатора T2:

,

       де Dmax=0,5, скважність імпульсів на первинній обмотці.

       Розрахуємо максимальний струм через демпферний діод VD7:

;

       Визначимо початкову індуктивність первинної обмотки при максимальному циклі:

;

       Виберемо тип осердя трансформатора з продукції фірми Epcos. Вибираємо осердя : E3211619

    Параметри осердя .                                                                           Таблиця 1.5.2.

Параметр

Позначення

Значення

Індуктивність одного витка

AL

24,4нГн

Площа вікна

AN

108,5мм2

Ширина осердя

S

0,5мм

Площа перерізу осердяа

Ae

83мм2

Довжина середньої лінії

IN

64,6мм

Ваговий коефіцієнт потужності (при 100кГц)

PV

190мВт/г

Індукція насичення осердя

Bmax

0,2Т...0,3Т

Маса

m

30г

      

Знайдемо кількість витків первинної обмотки :

,

Приймаємо Np рівним 24 витки.

       Визначимо кількість витків вторинної обмотки :

,

де: VFDiode спад напруги на діоді. Візьмемо NS=4 витки.

       Знайдемо кількість витків додаткової обмотки :

;

Приймаємо NAUX=4 витки.

       Розрахуємо реальну індуктивність первинної обмотки:

;

       Знайдемо максимальний реальний струм через первинну обмотку T2 :

;

       Вирахуємо максимальну реальну індукцію трансформатора:

, B<Bmax ;

       Знайдемо площу перерізу з урахуванням кількості витків обмотки Np:

;

Конструкція трансформатора для осердя E3211619:

       З таблиці даних осердя E3211619 : BWmax=20,1мм – максимальне значення ширина обмотки з осердям ; М=4мм мінімальна рекомендована значення ширини обмотки з осердям.

       Визначимо ефективне значення ширини обмотки з осердям:

,

       Вибираємо коефіцієнт заповнення вікна трансформатора обмотками :

Первинна – 0,5

Вторинна – 0,45

Допоміжна – 0,05

       Коефіцієнт заповнення міді з таблиці даних осердя : fCu=0,2…0,4. Виберемо fCu=0,3:

       Розрахуємо площу перерізу провідника первинної обмотки T1:

;

       Приймаємо діаметр проводу для первинної обмотки dP=0.64мм (22 AWG)

Розрахуємо площу перерізу провідника вторинної обмотки T1:

.

Приймаємо діаметр провідника dS=2×0,8 мм (2×20 AWG).

       Розрахуємо площу перерізу провідника додаткової обмотки:

Приймаємо діаметр провідника dAUX=0,64мм (22 AWG).

Розрахуємо параметри вихідного діода VD11.

Визначимо максимальну зворотню напругу на діоді:

;

       Визначимо максимальний імпульсний прямий струм через діод:

;

       Визначимо максимальний імпульсний прямий струм через діод з урахуванням коефіцієнта заповнення:

;


Розрахуємо параметри вихідного конденсатора С36.

       Максимальна імпульсна нестабільність вихідної напруги напруги Vout=0,5В, при кількості періодів тактової частоти : ncp=5.

       Визначимо максимальний вихідний струм:

;

       Мінімальна ємність конденсатора C36  дорівнюватиме :

;

Вибираємо конденсатор на 2200мкФ – 25В.

Розрахунок демпферної ланки : C23,R26,VD7

 

       Знайдемо напругу на демпферні ланці:

,

де V(BR)DSS – максимально допустима напруга втік-витік транзистора.

       Для розрахунку демпферної ланки необхідно знати індуктивність розсіювання (LLK) первинної обмотки, котра дуже сильно залежить від конструкції трансформатора. Тому приймемо значення індуктивності розсіювання на рівні 5% від первинної обмотки.

.

       Знайдемо ємність конденсатора C23 демпферної ланки:

.

Приймаємо С23=470пФ.

       Знайдемо опір резистора демпферної ланки R26:

.

       Приймаємо R26=1,2кОм.

Розрахунок втрат

       Визначимо втрати на діоді VD1:

;

       Визначимо опір первинної обмотки:

;

       Визначимо опір первинної обмотки:


       ,

де: з довідника питомий опір міді P100=0,0172Ом×мм2/м.

       Визначимо втрати в міді в первинній обмотці:

;

       Визначимо втрати в міді в вторинній обмотці:

;

       Знайдемо сумарні втрати в первинній та вторинній обмотках трансформатора:

;

       Обчислимо втрати на вихідному діоді VD11 :

;

Втрати на силовому транзисторі

       З таблиці характеристик транзистора маємо: C0=50пФ – вихідна ємність втік-витік транзистора;  RDSon=1,6Ом (150 С0) – вихідний опір втік-витік транзистора.

       Розрахунок проведемо при вхідній напрузі VDCmin=110В;

       Знайдемо втрати при включенні транзистора:

,

де f=100кГц – робоча частота перетворювача.

       Знайдемо втрати при виключенні транзистора:

;

       Визначимо втрати на опорі втік-витік при відкритому транзисторі:

;

       Підрахуємо загальні втрати на транзисторі :

;

Розрахунок ланки зворотнього зв’язку

       З таблиці вихідних даних мінімальна напруга стабілізації керованого стабілітрона TL431 рівна VREF=2,5В,а його мінімальний струм стабілізації IkAmin=1мА.

       З вихідних даних оптопари  TLP521 її спад напруги на діоді VFD=1,2В; максимальний прямий струм через діод IFmax=10мА;

       З вихідних даних мікросхеми UC3842 опорна напруга рівна VRefint=5,5В; максимальна напруга зворотнього зв’язку дорівнює VFBmax=4,8В, а внутрішній опір - RFB=3,7кОм.

       Знайдемо максимальний вхідний струм DA2:

;

       Розрахуємо мінімальний вхідний струм DA2:

;

       Схема ланки зворотнього зв’язку представлена на рис. 1.5.2.                                                  

Рис. 1.5.2. Схема ланки зворотнього зв’язку на

керованому стабілітроні TL431.

       Знайдемо величину опору резистору R56:

,

де R57=4,99кОм, а R58=5кОм – рекомендовані значення з таблиці характеристик TL431.

       Визначимо опір резистора R54:

,;

Рис. 1.5.3. Структурна схема всієї ланки зв’язку.


Розрахуємо перехідні характеристики схеми.

       Внутрішній коефіцієнт передачі DA2:

;

       Внутрішній коефіцієнт передачі дільника ланки зворотнього зв’язку :

;

       Знайдемо коефіцієнт передачі силової частини:

;

      

,

де ZPWM – крутизна характеристики  ΔVFB / ΔlD;

       Коефіцієнт передачі вихідного фільтра:

,

де RESR – ємнісний опір конденсатора.

       Коефіцієнт передачі ланки регулятора:

;

       Перехідні характеристики при мінімальному та максимальному навантаженні :

       Визначимо вихідний опір блока живлення при максимальному навантаженні:

;

       Визначимо вихідний опір блока живлення при мінімальному навантаженні:

;

       Знайдемо частоту зрізу при максимальному навантаженні:

,

       а також мінімальному навантаженні:

;

       Коефіцієнт передачі ланки зворотнього зв’язку :

, ;

       Коефіцієнт передачі дільника ланки зворотнього зв’язку:

 ;

       Вихідний імпеданс на відрізку часу t­on:

;

;

       Коефіцієнт передачі на граничній частоті:

,

де: RL=3,6Ом – вихідний індуктивний опір, LP=12,6мкГн – індуктивність первинної обмотки трансформатора, fg=3000Гц – частота на якій проводиться розрахунок, f0=76,18 – гранична частота при максимальному навантаженні .

;

;

       Загальний коефіцієнт передачі:

;

Оскільки GS(ω)+Gr(ω)=0, то:

;

       Звідси знайдемо коефіцієнт передачі ланки регулятора:

Gr(ω)=0-(- GS(ω))=17,2дБ;

       Коефіцієнт передачі регулятора:

;

;

       Звідси знайдемо опір резистора R55:

       Нижня частота передачі ланки зворотнього зв’язку при C37=0:

;

       Знайдемо ємність конденсатора C37:

;


1.5.2. Електричний розрахунок схеми імпульсного стабілізатора.

Імпульсний стабілізатор напруги побудуємо по однотактній підвищуючій схемі без гальванічної розвязки -  rising transducer.

Схему керування побудуємо на контролері UC3842. Його внутрішня структура показана на рис.4.1.

UC3842 - інтегральна схема, яка призначена для  управління и контролю роботи імпульсних стабілізаторів напруги побудованих по різноманітних однотактних схемах: з гальванічною розвязкою  - однотактній зворотньоходовій та прямоходовій схемах, без гальванічної розвязки – понижаючого , повишаючого та інвертуючого перетворювачів. Мікроконтролер може безпосередньо керувати роботою силового ключа, контролювати вихідну напругу (стабілізувати її при зміні вхідної напруги.)

Рис. 1.5.4. - Структура контролера UC3842.

 

Дана мікросхема  має наступні можливості:

- блокування роботи при перенапрузі;

- запуск роботи при малому рівні потужності;

-           стійкий підсилювач помилки;

-           захист від перенапруги на виході;

-           перехідний спосіб функціонування;

-           схема вимірювання струму та напруги;

-           внутрішній генератор.

Організація живлення мікроконтролера

Прецензійна ширини забороненої межі напруги та струму побудована в середині контролера, щоб  гарантувати добре регулювання. Компаратор перенапруження з  гістерезисом и дуже низьким струмом живлення дозволяє мінімізувати схему запуску та живлення рис.4.2а. Живлення ІМС  береться з вторинної обмотки трансформатора Т3 та стабілізується стабілітроном  до рівня  12В рис.4.2б.

а) внутрішній компаратор по живленні.

б) схема підключення по живленні.

Рис. 1.5.5. Схема організації живлення ІМС UC3842.

Тактовий генератор

Тактовий генератор UC3842  (рис. 4.3 ) розрахований на роботу в частотному діапазоні від 10кГц до 1Мгц. В нашому випадку він працюватиме на частоті 100кГц, так як це оптимальна частота для роботи всього перетворювача.

Рис. 1.5.6. Тактовий генератор, форма напруги та робочий цикл.

Розрахуємо значення Rt та Ct:

                                                          (4.1.2)

                                                          (4.1.2)

де:  f=100кГц,  - задана робоча частота.

       Ct = 0.01мкФ, - рекомендоване значення ємності, вибирається в межах 0.001…0.1 мкФ.

Підсилювач помилки і блок датчика перенапруги.

Вхід підсилювача помилки, через відношення двох зовнішніх резисторів, зв'язаних з вихідною шиною, що дозволяє за рахунок зворотного зв'язку підвищувати вихідну постійну напругу тим самим здійснювати  регулювання напруги.

Пристрій забезпечено ефективним захистом від перенапруження, реалізовано на тому ж виводі що й  регулятор напруги постійного струму.

Коли збільшиться  вихідна напруга, відповідно і збільшиться напруга на виводі 2 IMC. Різницеве значення струму протікає  через конденсатор. Величина струму визначається всередині мікроконтролера і порівнюється з еталонним значенням 40 мкА. Якщо значення буде перевищено то відповідно це відобразиться на керуванні роботою силового ключа, тривалість імпульсів відкритого стану ключа стає меншим, що призводить до зниження вихідної напруги.

Рис. 1.5.7. Підсилювач помилки.

Компаратор струму  и тригер який керує модуляцією перемикань

                               Рис. 1.5.8. Схема компаратора струму.

Компаратор струму постійно слідкує за напругою на резисторі Rs і порівнює її з опорною напругою (1В) на іншому вході компаратора.

;

;

Вихідний буфер ІМС UC3842.

Схема керування являє собою вихідний буферний каскад, вихідний струм цього каскаду  - ±1А. Цей каскад може керувати роботою силового ключа  на великій частоті.

Рис. 1.5.9. Вихідний буфер UC3842

Розрахунок елементів імпульсного стабілізатора.

Оскільки імпульсний стабілізатор складається з двох однакових пів плеч (стабілізатор додатної напруги та стабілізатор відємної напруги )то доцільно буде порахувати тільки  один із них, розраховані значення елементів перенести на інший. Для розрахунку виберемо стабілізатор додатної напруги.

Вихідні дані для розрахунку для електричного розрахунку:

- Вхідна напруга Uвх = 65...150 В;

          - Вихідна напруга Uвих = 150 В;

         - Зміна вихідної напруги DU = 5В;

- Вихідна потужність Рвих = 300 Вт;

- Частота перемикання силового ключа fs = 100 кГц.

Схема коректора потужності приведена на рис.4.8.

Рис. 1.5.10. Схема імпульсного стабіліатора


Розрахунок ємності вхідного конденсатора

Визначимо мінімальну ємність вхідного конденсатора С2:

Сin LF ³ Р0 /(2·p·f ·V0·η)                                                  (4.10)

де - f – частота перемикання силового ключа (100 кГц)

     - V0  - вихідна напруга (150 В)

     - η=0.9 - прогнозований ККД перетворювача

     - Р0 – вихідна потужність – 300 Вт

                                  Сin LF  = 300 / (2·3,14·25000·0.9·150) =82.7 мкФ

Вибираємо в якості вхідного конденсатора конденсатор ємністю 330мкФ і робочою напругою 400В


Розрахунок ємності  вхідного високочастотного  конденсатора

Вхідний високочастотний конденсатор фільтра (C4) повинен зменшити шуми, які виникають при високочастотних перемиканнях силового ключа, що в свою чергу викликає імпульси струму в індуктивності.

Cin HF = Irms /(2·p·f·r·Vin min)                                                 (4.7)

      де  - f - частота перемикання (100 кГц);

           - Іrms  - вхідний високочастотний  струм;

- Vin min – мінімальна вхідна напруга (65 В);

- r – коефіцієнт високочастотних пульсацій вхідної напруги, який знаходиться між 3 і 9 %. Приймаємо r = 7%.

Іrms = Рout / Uin min;                                                         (4.8)

Іrms = 300 / 65 = 4,64 А;

        Сin = 4,64/(2×3,14×100000×7×65) = 0.0065 мкФ.     

         

Вибираємо в якості вхідного високочастотного конденсатора конденсатор ємністю 0.01мкФ і робочою напругою 400В

Вихідний конденсатор

Визначимо значення ємності вихідного конденсатора:

С0 ³ Р0 /(4·p·V0 ·DV0)                                                  (4.10)

де - DV0 – зміна вихідної напруги (5 В)

     - f – частота перемикання силового ключа ( 100 кГц)

     - V0  - вихідна напруга (150 В)

     - Р0 – вихідна потужність – 300 Вт

                                  С0 = 300 / 4·3,14·100000·5·150 =63.7 мкФ

Вибираємо в якості вихідного конденсатор ємністю 220мкФ і робочою напругою 400В

Розрахунок котушки індуктивності

Значення індуктивності котушки розраховується з необхідної потужності яка протікає через останню, і значенню струму пульсацій.

                                          

                                                                   (4.11)

 

                                  (4.12)

де - s - тривалість циклу відкриття, закриття силового ключа;

     - ІLpk -  піковий струм котушки індуктивності;

     - f - частота перемикання силового ключа;

     - V0 – вихідна напруга.

Тривалість циклу ми можемо визначити за формулою

                                                                           (4.13)

Значення пікового струму який протікає через індуктивність можемо визначити за формулою:

                                                                          (4.14)

де - Vin min – мінімальне значення  вхідної напруги (65В),

   

Отже значення s дорівнює

                  s = (150 – 1,41·65)/150 = 0,389 сек

Значення пікового струму становитиме:

              ІLpk = (2×1,41×300) / 65 = 13 А

Тоді значення індуктивності яка необхідна для роботи перетворювача напруги:

L = (2·300·0,389)/(132·100000) = 15 мкГн.

Розрахунок силового ключа.

Вибір керуючого ключа зумовлюється максимальним струмом колектора, робочою напругою та граничною частотою перемикання.

Так як в нас максимальний струм який протікатиме через транзистор складає 13 А, робоча напруга до 200 В, а частота перемикань складає 100 кГц в  якості силового ключа обираємо польовийтранзистор К1531.

Його параметри наступні:

- Максимальна напруга Uсе  - 400 В;

- Постійний струм колектора при Т = 1000С  Іс – 27 А;

- Падіння напруги в відкритому стані Uсе – 1,65 В;

- Максимальна частота перемикань – 160 кГц.

Розрахуємо яка ж потужність буде розсіюватись на транзисторі.

Формула розрахунку втрат наступна    

Р = Іс 2·Rсе                                                  (4.15)

Rсе – падіння напруги транзистора в відкритому стані (0.14 Ом)

Іс – струм який протікає через транзистор (13А – з розрахунку максимального пульсуючого струму в котушці індуктивності).

Отже втрати транзистора в відкритому стані становлять

РIGBT = 13·0.14 = 23.6 Вт.

Розрахунок вихідних діодів.

Максимальне значення середнього струму виходячи з значення потужності яка має передаватися в навантаження – 300 Вт.

Можна розрахувати:

І =  P/U 

І = 300/150 = 2A

Діоди вибираємо з наступних умов, що гарантують надійну роботу

ІDm ≥ 1,2Імакс

UDm ≥ 1,2Uмакс

Отже виходячи з цих розрахунків обираємо в якості вихідних діодів діод типу MUR860. Параметри діода наступні:

Максимальна зворотна напруга – 500 В;

Максимальний робочий струм – 8 А;

Максимальна допустима температура діода – 1500С.

1.5.3. Електричний розрахунок вхідного та вихідного фільтрів.

Природа та джерела електричного шуму.

         

          Боротьба з генеруванням та випромінюванням високочастотного шуму – один із загадкових „чорних ящиків” в проектуванні імпульсних джерел живлення та кінцевого виробу.

          Шум створюється всюди, де мають місце швидкі переходи в сигналах напруги чи струму. Багато сигналів, особливо в імпульсних перетворювачах напруги, є періодичними, тобто, сигнал, що містить імпульси з ВЧ фронтами, повторюється з передбачуваною частотою слідування імпульсів (pulse repetition frequency, PRF). Для імпульсів прямокутної форми значення цього періоду визначає основну частоту самої хвилі. Перетворення Фур’є хвилі прямокутної форми створює множину гармонік цієї основної частоти подвійного значення часу переднього чи заднього фронту імпульсів. Це типово в мегагерцовому діапазоні, і гармоніки можуть досягнути дуже високих частот.

          В імпульсних перетворювачах напруги з ШІМ ширина імпульсів постійно змінюється у відповідь на вихідне навантаження та вхідну напругу. В результаті отримуємо майже розподіл енергії білого шуму з окремими піками і зменшенням амплітуди з підвищенням частоти.

          Кондуктивний шум (тобто, шумові струми, що виходять з корпусу приладу через лінії живлення ) може появлятись у двох формах: синфазних завад (common-mode) і завад при диференціальному включенні (differential-mode). Синфазні завади – це шум, який виходить із корпусу тільки по лініям електроживлення, а не лініях заземлення. Завади, при диференціальному включенні – це шум, який можна виміряти тільки між лінією і одним із виводів живлення. Шумові струми фактично витікають через вивід заземлення.


Типові джерела шуму.

          Існує декілька основних джерел шуму всередині імпульсного перетворювача напруги з ШІМ, що і створюють більшу частину випромінюваного і кондуктивного шуму.

          Джерела шуму є частиною щумових контурів, що представляють собою з’єднання на друкованій платі між споживачами ВЧ струму і джерелами струму. Головним джерелом шуму є вхідна схема живлення, що включає в себе ключ, первинну обмотку трансформатора  та комденсатор вхідного фільтра. Конденсатор вхідного фільтра забезпечує трапецеїдальні сигнали струму, необхідні для перетворення напруги, оскільки вхідна лінія завжди добре фільтрується з смугою пропускання , яка набагато нижча робочої частоти перетворювача напруги. Конденсатор вхідного фільтра та ключ повинні розміщуватися близько біля трансформатора, щоб мінізувати дожину з’єднань. Крім цього, оскільки електролітичні конденсатори мають погані ВЧ характеристики, паралельно їм повинний бути включений керамічний чи плівковий.

Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6


© 2010 Собрание рефератов